文獻標(biāo)識碼： A
DOI：10.16157/j.issn.0258-7998.2015.11.033
中文引用格式： 周朝陽，馮全源. 一種低功耗同步BUCK芯片的過零檢測電路設(shè)計[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2015，41(11)：118-120，131.
英文引用格式： Zhou Chaoyang，F(xiàn)eng Quanyuan. Design of a zero-crossing detection circuit for low-power synchronous BUCK converter[J].Application of Electronic Technique，2015，41(11)：118-120，131.
0 引言
近年來，同步BUCK型開關(guān)電源因高效率、低功耗的優(yōu)勢被廣泛用作各種電子設(shè)備的電源，其采用同步整流MOSFET代替?zhèn)鹘y(tǒng)的續(xù)流二極管，是目前比較常用的一類開關(guān)電源拓撲。同步BUCK變換器在滿負載情況時工作于連續(xù)電流模式（CCM）；但在輕負載情況下，當(dāng)負載電流降低至低于電感電流時，會出現(xiàn)電感電流倒灌現(xiàn)象，此時變換器需要工作在非連續(xù)電流模式（DCM）下以降低損耗。通常，同步變換器實現(xiàn)DCM模式是比較困難的，尤其是在高頻應(yīng)用中，這時往往需要一個高速、高精度的電感電流過零檢測電路[1-3]，在輕載時能及時關(guān)斷同步續(xù)流管，降低變換器輕載模式下功耗。
本文提出了一種低功耗同步BUCK芯片的過零檢測電路，采用雙電壓門限技術(shù)及門限溫度補償電路，有效限制了電感電流的倒灌。詳細介紹了同步BUCK變換器DCM工作模式及過零檢測機制，通過仿真驗證了該過零檢測電路工作性能良好。
1 同步BUCK變換器DCM工作模式及過零檢測機制
1.1 同步BUCK變換器DCM工作模式
同步BUCK型變換器的拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示，其采用同步整流MOSFET代替?zhèn)鹘y(tǒng)異步變換器的續(xù)流二極管，從而極大提高電源轉(zhuǎn)換效率。其中，M1為高端開關(guān)管，M2為同步整流MOSFET，Driver信號是帶有死區(qū)時間控制的脈寬調(diào)制方波，驅(qū)動M1及M2的導(dǎo)通和關(guān)斷。L為儲能電感，R為負載電阻，C為輸出端電容。當(dāng)Driver驅(qū)動信號為高電平時開關(guān)管M1導(dǎo)通，輸入電壓對電感L充電；當(dāng)Driver信號為低電平時續(xù)流管M2導(dǎo)通，電感放電到負載R。
假設(shè)圖1中的開關(guān)管M1、續(xù)流管M2的導(dǎo)通阻抗分別為RON1、RON2，則在開關(guān)管M1導(dǎo)通時SW端的電壓VSW1可表示為：
VSW1=VIN-IL·RON1(1)
同步續(xù)流管M2導(dǎo)通時SW端的電壓：
VSW2=0-IL·RON2(2)
假設(shè)RON1、RON2為定值，根據(jù)式(1)、式(2)可知，SW端的電壓變化量與電感電流的變化量成線性比例關(guān)系，因此可以利用SW端電壓作為電感電流的采樣信號[4，5]。
輕載情況下，同步BUCK變換器通常工作于兩種模式：強迫連續(xù)導(dǎo)通模式(FCCM)或非連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)，圖2(a)、圖2(b)所示分別為FCCM和DCM模式下的電感電流波形?？梢钥闯?，F(xiàn)CCM模式中每個周期電感電流都回到零并有反向電流流通時間，而DCM模式下電流回到零后沒有反向電流流過，保持零電流至周期結(jié)束。
1.2 同步BUCK變換器過零檢測機制
圖3所示為本文提出的同步BUCK變換器過零檢測電路原理圖。文中的過零檢測電路包括三部分：過零檢測使能電路、邊沿隱匿電路和負閾值電壓比較器。過零檢測電路使能信號如圖3中ZC_en信號所示，當(dāng)變換器高端開關(guān)管驅(qū)動信號HS_dr為高電平，通過使能電路反相作用，使能信號ZC_en為低電平，整個過零檢測電路關(guān)斷；當(dāng)HS_dr為低電平，ZC_en拉高，從而使能過零檢測電路開始工作。通過該使能電路，只有在高端管關(guān)閉，低端續(xù)流管開啟階段，電感電流可能會出現(xiàn)倒灌現(xiàn)象時，過零檢測電路才啟動工作，從而極大降低了系統(tǒng)的功耗[6]。邊沿隱匿電路如圖3中虛線框中所示，能有效屏蔽低端續(xù)流管導(dǎo)通瞬間SW端電位擾動對過零檢測電路造成的誤觸發(fā)。負閾值電壓比較器如圖3中ZC比較器所示，由1.1中分析可知，電感電流降低到零時，VSW也降為零，但由于變換器內(nèi)部的邏輯延遲、線延遲和一些寄生參數(shù)的影響，致使VSW=0時，控制電路不能及時關(guān)斷同步續(xù)流管，仍會導(dǎo)致電感電流的倒灌。因此實際應(yīng)用中，通常選取略低于0 V的SW電壓作為過零比較器的翻轉(zhuǎn)門限。負電壓閾值比較器檢測SW端電壓，一旦SW電位達到負電壓閾值，比較器輸出保護信號，系統(tǒng)將關(guān)斷低端續(xù)流管，防止電感電流倒灌[7]。
2 過零檢測電路的設(shè)計
過零檢測電路主要包含兩部分：雙門限電壓采集電路和負閾值電壓比較器電路，分別如圖4、圖5所示。雙門限電壓采集電路實現(xiàn)對VSW和PGND的電壓采樣，采樣結(jié)果提供負閾值電壓比較器進行比較；負閾值電壓比較器比較IN+與IN-，比較結(jié)果VOUT通過Driver模塊控制低端整流管的導(dǎo)通或關(guān)斷。
2.1 雙門限電壓采集電路
圖4所示為雙門限電壓采集電路，當(dāng)Ctr1電平為高、Ctr2為低時，MN1導(dǎo)通，MN2截止，VSW0≈VSW；當(dāng)Ctr1電平為低、Ctr2為高時，MN1截止，MN2導(dǎo)通，VSW0≈R2/(R1+R2)×VSW，從而實現(xiàn)對VSW雙門限采集。
2.2 負閾值電壓比較器電路
圖5所示為負閾值電壓比較器實際電路，比較器采用兩級放大電路，分別為第二級NPN放大電路和第三級NMOS放大電路，其中第二級為電阻負載的NPN放大電路，以保證寬帶寬和低延時；第三級為CMOS放大電路，以提高增益，同時對波形進行整形；最后一級為輸出級，將比較輸出電壓轉(zhuǎn)化成全擺幅信號。第一級采用PNP跟隨電路，將兩個輸入信號抬高以達到第二級NPN放大電路的共模輸入電平下限值。
BJT放大電路與CMOS電路相比轉(zhuǎn)換速度更快，也具有更好的帶寬，因此第二級采用NPN放大電路。但BJT在集電極電流相對穩(wěn)定時受溫度變化影響較大，故需要正溫度系數(shù)電流，以穩(wěn)定NPN差分對的增益[8]。前兩級電流源I1為帶隙基準源提供的正溫度系數(shù)電流，后兩級電流源I2為負溫度系數(shù)電流，以降低增益和延時的溫度特性。
圖5中電流源I1可以表示為(其中K、N、R均為常值)：
由式(5)可以看出，NPN放大級的增益和溫度無關(guān)，但第三級和輸出級是CMOS電路，受溫度影響較小。
3 仿真結(jié)果及分析
將上述過零檢測電路應(yīng)用于一款同步BUCK電源芯片中，基于0.25 ?滋m BCD工藝設(shè)計，利用HSPICE進行仿真。輸入電壓4.5 V～18 V，開關(guān)頻率700 kHz，儲能電感1.5 ?滋H，輸出電容44 ?滋F，RON1=100 m，RON2=70 m。
圖6所示為負閾值電壓比較器直流仿真結(jié)果。當(dāng)PGND設(shè)置為0時，比較器的負閾值門限約為-12 mV，其閾值門限失調(diào)容差約為0.1 mV。當(dāng)溫度從-40 ℃變化到120 ℃時，其負閾值門限容差約為0.2 mV，閾值電壓容差極小。溫度仿真結(jié)果顯示，當(dāng)圖5中所示I1、I2分別為正溫度系數(shù)和負溫度系數(shù)電流源時，MP4的柵極電壓Vg1溫度系數(shù)接近于零，MP5的柵極電壓Vg2變化容差約為54 mV，比較器性能穩(wěn)定。
圖7和圖8所示分別為一款同步BUCK電源芯片加載和去除論文中過零檢測電路后輕載時仿真結(jié)果?？梢钥闯觯寒?dāng)系統(tǒng)中加載了過零檢測電路時，電感電流每個開關(guān)周期都要回到零，且保持零直到周期結(jié)束，開始另一個充放電周期，沒有反向電流出現(xiàn)，故系統(tǒng)工作于DCM模式；當(dāng)系統(tǒng)中沒有過零檢測電路時，電感電流每個開關(guān)周期都有一段反向電流，故系統(tǒng)工作于FCCM模式。論文提出的過零檢測電路能在系統(tǒng)輕載時及時關(guān)斷低端續(xù)流管，極大降低了功耗，達到設(shè)計要求。
4 結(jié)論
本文設(shè)計了一種低功耗同步BUCK芯片的過零檢測電路，該電路采用兩個不同電壓門限采集技術(shù)，并對門限進行溫度補償，有效限制了電感電流的倒灌；同時設(shè)計了邊沿隱匿電路，避免電路切換時引起的誤觸發(fā)。該過零檢測電路已應(yīng)用于一款同步BUCK電源芯片中，基于0.25 ?滋m BCD工藝進行設(shè)計及仿真驗證，當(dāng)系統(tǒng)溫度在-40～120 ℃變化時，負閾值電壓門限容差為0.2 mV，實現(xiàn)高精度的過零檢測，且靜態(tài)功耗極低。
參考文獻
[1] LEE H，RYU S R.An efficiency-enhanced DCM buck reg-ulator with improved switching timing of power transistors[J].Circuits & Systems II Express Briefs IEEE Transactions on，2010，57(3)：238-242.
[2] GAO Y，WANG S，LI H，et al.A novel zero-current-detector for DCM operation in synchronous converter[C].Industrial Electronics(ISIE)，2012 IEEE International Symposium on.IEEE，2012：99-104.
[3] 嚴爾梅，韋遠武，虢韜，等.一種適用于同步整流開關(guān)電源的過零檢測電路[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2013(8)：47-49，53.
[4] 王輝，王松林，來新泉，等.同步整流降壓型DC-DC過零檢測電路的設(shè)計[J].固體電子學(xué)研究與進展，2010(2)：276-280.
[5] 孫毛毛，馮全源.同步整流器電流控制比較器的研究與設(shè)計[J].微計算機信息，2007（26）：295-296，65.
[6] DO X D，HAN S K，LEE S G.Low power consumption for detecting current zero of synchronous DC-DC buck con-verter[J].Isocc Conference，2012：487-490.
[7] 鄒雪城，王瀟，劉三清，等.一款新穎的適用于Buck型芯片的反轉(zhuǎn)保護電路[J].計算機與數(shù)字工程，2007（10）：163-165，192.
[8] 畢查德·拉扎維.模擬CMOS集成電路設(shè)計[M].西安：西安交通大學(xué)出版社，2003：15-16.