0 引言
短波通信信道具有時變和色散的特性，并且容易受到噪聲干擾，所以模擬其傳輸特性，具有很高的實用價值。短波信道模擬器借助先進(jìn)的仿真技術(shù)手段實現(xiàn)在實驗室環(huán)境下進(jìn)行通信試驗，因其具有有效性、經(jīng)濟性、安全性和直觀性等特點，在通信試驗中可廣泛使用。傳統(tǒng)的短波信道模擬器大部分停留在話音帶寬上，其主要不足是功耗過高、體積龐大、可控性不高及實時性不好。模數(shù)轉(zhuǎn)換器( A/ D)器件和數(shù)字信號處理理論的飛速發(fā)展，為研制寬帶短波信道模擬器奠定了堅實的基礎(chǔ)，但由于現(xiàn)有的數(shù)字信號處理器( DSP) 處理速度有限，往往難以對高速率A/ D 采樣得到的數(shù)字信號直接進(jìn)行實時處理，為了解決這一矛盾，需要采用數(shù)字下變頻( DDC) 技術(shù)。所以數(shù)字下變頻技術(shù)在寬帶短波信道模擬器的數(shù)字化和軟件化過程中起到了重要的作用。FPGA 具有較高的處理速度和很強的穩(wěn)定性，而且設(shè)計靈活、易于修改和維護，同時可以根據(jù)不同的系統(tǒng)要求，采用不同的結(jié)構(gòu)來完成相應(yīng)的功能，大大提高系統(tǒng)的適用性及可擴展性。因此，F(xiàn)PGA 逐漸成為實現(xiàn)DDC 的首選。
1 寬帶短波信道模擬器設(shè)計
寬帶短波信道模擬器的輸入為短波調(diào)制信號( 3~ 30 MHz) ，首先經(jīng)過高速A/ D 直接進(jìn)行采樣，將模擬的調(diào)制信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，然后再通過數(shù)字下變頻技術(shù)分離出I、Q 兩路數(shù)字基帶信號，以便于后續(xù)的數(shù)字信號處理。信號處理中通過顯示控制設(shè)備對信道參數(shù)進(jìn)行設(shè)置和輸出。最后處理好的信號再經(jīng)過D/ A 轉(zhuǎn)換后，通過低通濾波器、放大器和程控衰減等設(shè)備輸出最終所需的模擬信號。這樣就大大降低了ADC 和DSP 器件性能的要求，減輕了數(shù)字信號處理的負(fù)擔(dān)，便于實現(xiàn)并有效降低成本。寬帶短波信道模擬器的體系結(jié)構(gòu)如圖1 所示。
圖1 寬帶短波信道模擬器的體系結(jié)構(gòu)圖
寬帶短波信道模擬器通過數(shù)字下變頻降低采樣數(shù)據(jù)率，減輕后續(xù)信號處理的壓力。數(shù)字下變頻在模擬器中起到前端ADC 和后端DSP 器件之間的橋梁作用。在數(shù)字下變頻部分中可以方便地對接收信號頻段和濾波器特性等進(jìn)行編程控制，極大地提高了寬帶短波信道模擬器的性能和靈活性，對于系統(tǒng)的升級或是兼容，都非常方便。
2 基于FPGA 的數(shù)字下變頻實現(xiàn)方案
寬帶短波調(diào)制信號的輸入頻率為3~ 30 MHz,根據(jù)帶通采樣理論，在工程實現(xiàn)上，信號采樣速率一般為模擬信號帶寬的2. 5 倍左右，考慮到在器件滿足要求的前提下可以盡量提高采樣頻率，選用了64 MHz 作為ADC 的采樣頻率。經(jīng)過數(shù)字下變頻的32 倍變頻，最終輸出到DSP 的信號帶寬為2 MHz。
該文中的DDC 實現(xiàn)不采用Altera 公司所提供的IP核，這樣可以降低成本，減少對國外技術(shù)依賴。
FPGA 器件采用cyclone III 器件，它是Altera 公司新一代采用SRAM 工藝低成本的FPGA，該系列器件的特點是低成本、低功耗和高性能。具有嵌入式乘法器，實現(xiàn)專門的乘法和乘加運算，還可實現(xiàn)有限脈沖響應(yīng)( FIR) 濾波器; 最多有20 個全局時鐘，支持動態(tài)時鐘管理以降低用戶模式時的功耗; 并且有4個鎖相環(huán)( PLL) 。根據(jù)該設(shè)計的數(shù)據(jù)處理要求，估算處理所需的資源，以及引腳封裝有利于制板的原則，選用EP3C40Q240C8N 型FPGA，并在開發(fā)工具Quartus II 上對信號發(fā)生器的設(shè)計、綜合及仿真。
2. 1 數(shù)控振蕩器設(shè)計
NCO 是決定DDC 性能的主要因素之一。NCO的目標(biāo)是產(chǎn)生頻率可變的正交正、余弦樣本信號。
NCO 采用直接數(shù)字合成( DDS) 的方法實現(xiàn)，目前常見的技術(shù)有查表法和CORDIC 計算法，在軟件無線電超高速的信號采樣頻率的情況下，NCO 實時的計算方法是很難實現(xiàn)的。此時，NCO 產(chǎn)生的正弦樣本最有效和最簡單的方法就是查表法，即事先根據(jù)各個NCO 正弦波相位計算好相位的正弦值，并按相位角度作為地址存儲該相位的正弦值數(shù)據(jù)，其原理圖如圖2 所示。
圖2 基于查表法的NCO 原理圖
圖2 中，32 位累加器由一個32 位的加法器和一個32 位寄存器組成，在時鐘的作用下，加法器通過寄存器將輸出數(shù)據(jù)送入到加法器的一個輸入端,與32 位的頻率控制字進(jìn)行相加運算，得到一個有規(guī)律的相位累加結(jié)果。查找表實際上是一個存儲了正弦信號抽樣點幅度編碼的只讀存儲器ROM，但ROM表的大小會隨地址位數(shù)的增加成指數(shù)遞增關(guān)系，因此，為了不減少查找表的地址位數(shù)而滿足信號性能,必須采用優(yōu)化方法來減小ROM 表的大小。根據(jù)正弦波的對稱特性，只需存儲四分之一周期的幅值，再通過相應(yīng)的轉(zhuǎn)換即可恢復(fù)出整個周期的幅值。同時，由于余弦波和正弦波相位差為??/ 2，可以很容易地實現(xiàn)余弦信號。
完成DDC 的NCO 模塊設(shè)計后，將需要下變頻的輸入信號與NCO 產(chǎn)生的2 路正交本振信號進(jìn)行相乘，完成數(shù)字混頻正交變換，即完成頻譜搬移。
2. 2 CIC 濾波器設(shè)計
CIC 積分梳狀濾波器是實現(xiàn)高速抽取非常有效的單元。CIC 濾波器的單位沖激響應(yīng)為：
式中，D 是CIC 濾波器的階數(shù)，濾波器系數(shù)都為1。
根據(jù)Z 變換的定義，CIC 濾波器的Z 變換為:
從式( 2) 可以看出CIC 濾波器由2 部分組成，即積分器和梳狀器級聯(lián)組成，其實現(xiàn)非常簡單，只有加減運算，沒有乘法運算，F(xiàn)PGA 實現(xiàn)時可達(dá)到很高的處理速率。但是，單級CIC 濾波器的旁瓣電平只比主瓣低13. 46 dB，這就意味著阻帶衰減很差，一般是難以滿足實用要求的。為了降低旁瓣電平，可以采取多級CIC 濾波器級聯(lián)的辦法解決。
N 級CIC 濾波器級聯(lián)的帶內(nèi)容差是單級CIC 濾波器帶內(nèi)容差的N 倍，這意味著多級CIC 濾波器級聯(lián)增大阻帶衰減的同時也增大了帶內(nèi)容差。所以,CIC 濾波器的級聯(lián)數(shù)是有限的不宜超過5 級。
該設(shè)計中，CIC 濾波器需要完成16 倍的抽取,采用5 級級聯(lián)來實現(xiàn)，輸入和輸出部分的位寬均為12 bit，在MATLAB 仿真的結(jié)果如圖3 所示。
圖3 CIC 濾波器幅度特性
經(jīng)過CIC 濾波器后，信號采樣速率經(jīng)過16 倍抽取后變?yōu)? MHz，從而實現(xiàn)了抽取功能，同時也降低了采樣速率。
2. 3 半帶濾波器
所謂半帶濾波器，就是其頻率響應(yīng)滿足以下關(guān)系的FIR 濾波器:
HB 濾波器由于其系數(shù)幾乎一半為0，濾波時運算量減少一半，因此被作為第2 級低通濾波和抽取。
HB 的抽取因子固定為2，特別適合采樣率降低一半的要求。通過CIC 和HB 濾波抽取后，基帶信號由最初的高數(shù)據(jù)率被降到較低的速率，適于后級FIR處理。
2. 4 FIR低通濾波器設(shè)計
數(shù)字下變頻器的最后一個模塊是低通FIR 濾波器，主要用來對信號進(jìn)行整形濾波不作抽取功能。
信號經(jīng)過CIC、HB 濾波器后，輸入到FIR 濾波器的采樣速率相對來說已經(jīng)很低，因此在一定的處理時鐘速率下，能夠有較高階的FIR 濾波，使得濾波器的通帶波動、過渡帶帶寬、阻帶最小衰減等指標(biāo)能夠設(shè)計的很好。
調(diào)用MATLAB 的Filter design 獲得濾波器的系數(shù)。在MATLAB 中設(shè)計一個通帶截止頻率為2 MHz的FIR，并將濾波器系數(shù)導(dǎo)入到FPGA 的FIR 中; FIR的階數(shù)( 系數(shù)長度) 越高，性能越好，但考慮資源占用情況，F(xiàn)IR 的階數(shù)不宜過高，該設(shè)計采用37 階FIR。
3 基于FPGA 的DDC 系統(tǒng)仿真結(jié)果
根據(jù)以上的設(shè)計分析結(jié)果，編寫了FPGA 程序,在Quartus II 平臺上進(jìn)行了仿真測試。輸入采樣速率為64 MHz 的短波調(diào)制信號，針對Cyclone III 系列的EP3C40Q240C8 器件對其進(jìn)行綜合與時序仿真,如表1 所示。
表1 DDC 實現(xiàn)的時序仿真圖
輸入信號經(jīng)過混頻器后，再經(jīng)過CIC 濾波器的16 倍抽取，半帶濾波器的2 倍抽取和FIR 濾波器的整形濾波，最終輸出I，Q 兩路正交的信號。如表1所示，Data In 為輸入信號，DDC Data I 為輸出同相分量,DDC Data Q 為輸出正交分量。64MHz 的采樣信號經(jīng)過NCO 混頻后，CIC 濾波器的16 倍和HB 濾波器的2 倍抽取后，變?yōu)? MHz 的信號，并經(jīng)過FIR 濾波器整形輸出。從表1 中可以看出設(shè)計的DDC 對于高速采樣的信號具有降速和下變頻的作用，處理帶寬大大減小，因此對后續(xù)器件處理速度的要求降低。
仿真中還有一定量的毛刺，這是由于信號的延時控制不精準(zhǔn)造成的。延時的大小不僅和連線的長短和邏輯單元的數(shù)目有關(guān)，而且也和器件的制造工藝和工作環(huán)境等有關(guān)，毛刺的消除是有待解決的問題。
4 結(jié)束語
在分析了寬帶短波信道模擬器工作機理和數(shù)字下變頻原理的基礎(chǔ)上，結(jié)合Matlab 算法仿真技術(shù)，設(shè)計基于FPGA 的數(shù)字下變頻。功能與時序仿真結(jié)果表明: 基于FPGA 設(shè)計實現(xiàn)的數(shù)字下變頻功能，其技術(shù)指標(biāo)滿足寬帶短波信道模擬器的性能要求。該設(shè)計方法降低了對FPGA IP 核的依賴性，提高了DDC的處理速率，實現(xiàn)了數(shù)字載波控制和抽取濾波可編程，具有很大的靈活性和通用性，對于實現(xiàn)寬帶短波信道模擬器具有十分重要的意義，并且可以推廣用于其他需要進(jìn)行下變頻的場合。